что такое выходной каскад

AudioKiller’s site

Audio, Hi-Fi, Hi-End. Электроника. Аудио.

Материалы раздела:

Выходной каскад усилителя мощности

Статья опубликована в журнале Радио №12 за 2018 год.

В «классической» литературе по конструированию усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) схемотехнике выходного каскада уделяется большое внимание. Однако там рассматривается главным образом структура каскада и использование как комплементарных транзисторов, так и транзисторов одинаковой проводимости, а вот проблема влияния количества транзисторов на работу каскада вообще не ставится. Но количество транзисторов в выходном каскаде и способы их соединения весьма важны для конструирования высококачественных устройств. Попробуем восполнить этот пробел.

Структурная схема УМЗЧ по наиболее распространенной топологии Лина (Lin H. M.) показана на рисунке 1.

Усилитель имеет трехкаскадную структуру. Первый каскад – дифференциальный (ДК). Он работает как преобразователь напряжения в ток (ИТУН – источник тока, управляемый напряжением), кроме того, он является воспринимающим узлом отрицательной обратной связи (ООС): из входного сигнала, поступающего на базу транзистора VT1, вычитается сигнал ООС, поступающий с выхода усилителя на базу транзистора VT2 через делитель напряжения R4, R3. Второй каскад усилителя на транзисторе VT3 осуществляет основное усиление по напряжению, поэтому он называется каскад усиления напряжения (КУН), или проще – усилитель напряжения. Этот каскад работает как преобразователь тока в напряжение (ИНУТ). Важной особенностью является высокое выходное сопротивление как самого каскада, так и его нагрузки, которое определяет не только коэффициент усиления каскада, но и его линейность.

На этом следует остановиться подробнее. Коэффициент преобразования каскада на транзисторе VT3 (зависимость выходного – коллекторного – напряжения от входного тока базы) вычисляется по формуле:

Здесь ( R ВЫХ VT3 || R J2 || R ВХ ВК ) – это суммарное сопротивление параллельно соединенных элементов: выходного сопротивления самого транзистора КУН VT3, внутреннее сопротивление источника тока J2, нагружающего транзистор VT3, и входное сопротивление следующего каскада – выходного каскада усилителя на транзисторах VT4, VT5. Чтобы обеспечить требуемое высокое усиление КУН (десятки тысяч раз), все сопротивления, входящие в формулу (1) должны иметь значения в сотни килоом и больше. Важным фактом является то, что входное сопротивление выходного каскада не просто влияет на работу КУН, а определяет его свойства.

Последний, третий каскад усилителя – выходной каскад (ВК). Он выполнен по схеме повторителя напряжения, так как его функция – передача напряжения с выхода КУН в нагрузку (ИНУН). При этом каскад должен иметь высокое входное и низкое выходное сопротивления, а также быть способным отдавать в нагрузку значительный по величине ток. Вот этот каскад нас и будет интересовать в плане его оптимальной конфигурации для наилучшей работы как самого по себе, так и во взаимодействии с предыдущим каскадом (КУН).

Взаимодействие с КУН проявляется двумя факторами. Во-первых, ток в базы транзисторов выходного каскада поступает с коллектора транзистора КУН, который этот ток должен обеспечить. Во-вторых, величина входного сопротивления ВК влияет на коэффициент преобразования КУН (в дальнейшем для простоты будем называть этот параметр коэффициентом усиления). В нашем случае важно, что нелинейность входного сопротивления ВК, которая характерна для биполярных транзисторов, будет транслироваться в коэффициент усиления КУН и сделает этот каскад также нелинейным. В результате искажения, вносимые в сигнал каскадом усиления напряжения, заметно возрастут.

Обычно главным требованием, предъявляемым к выходному каскаду, является достаточно высокий коэффициент передачи тока. Это важно вот по какой причине. Выходной ток усилителя Iвых (он же является выходным током ВК) может достигать больших значений. Например, выходной мощности 200 Вт на нагрузке 4 ома соответствует выходной ток десять ампер. Входной ток ВК – это ток базы транзисторов VT4, VT5 вычисляется по формуле:

И этот ток базы потребляется из коллекторной цепи предыдущего каскада – КУН, который должен обеспечить требуемое значение тока. То есть ток покоя КУН должен быть заведомо больше максимально возможного тока базы ВК, иначе в выходном каскаде возникнет токовое голодание и произойдет ограничение выходного сигнала. Так что с точки зрения выходного каскада ток покоя КУН должен быть достаточно большим. Учитывая, что коэффициент передачи тока h21э мощных транзисторов невелик, и заметно снижается при больших токах, то требуемый ток покоя транзистора КУН для одной пары выходных транзисторов, как на рис.1, оказывается слишком большим. Принимая максимальный выходной ток Iвых равным десяти амперам, и учитывая коэффициент передачи тока современных мощных транзисторов ВК в схеме на рис. 1 равным при таком токе 20…50, получаем ток покоя VT3 лежащим в пределах 0,2…0,5 ампер. Это нереально ни с точки зрения тепловых процессов, ни с точки зрения нормальной работы усилителя. Кроме того, входное сопротивление ВК, определяемое по формуле:

и являющееся сопротивлением нагрузки КУН, оказывается слишком низким: при сопротивлении нагрузки 4 ома получается Rвх ВК = 80…200 ом.

Проблема решается применением составного эмиттерного повторителя в ВК. То есть сам выходной каскад УМЗЧ становится многокаскадным, а название «выходной каскад» относится в этом случае не к конкретному усилительному каскаду на том или ином транзисторе, а к определенному структурному звену усилителя. У составного эмиттерного повторителя общий коэффициент передачи тока h21э намного больше, чем у одиночного транзистора – он является произведением коэффициентов передачи каждого из транзисторов. При этом следует учитывать, что и при малых, и при больших токах коллектора величина h21э каждого из транзисторов сильно снижается, поэтому общий коэффициент передачи тока получается заметно меньше, чем хотелось бы.

Наиболее популярными являются схемы выходного каскада, использующие составные транзисторы Дарлингтона и двухкаскадного эмиттерного повторителя, рисунок 2 а, б. Именно двухкаскадная схема выходного повторителя описана в литературе и применяется наиболее широко. Гораздо реже используется трехкаскадная схема, рис. 2в. Такая схема применялась в конце ХХ века с мощными транзисторами предыдущего поколения, которые имели довольно низкий собственный коэффициент передачи тока h21э, поэтому приходилось использовать три транзистора для получения приемлемого усиления по току и входного сопротивления.

Давайте рассмотрим работу каждой из схем, представленных на рисунке 2, и сравним их свойства. В данном случае нас интересуют влияние выходного каскада на предыдущий каскад – КУН, которое проявляется в потреблении от него тока баз транзисторов ВК, а также величине и линейности входного сопротивления ВК, влияющих на коэффициент усиления КУН и вносимые им искажения. Исследование будем проводить на модели (программа Multisim ). Как известно, симуляторы не идеально моделируют работу транзисторов и иногда имеют довольно большую погрешность, особенно в «тонких» аспектах их работы. Однако в данном случае погрешность будет мала, так как задействованы более точные низкочастотные модели транзисторов, в которых используются в основном входные характеристики и зависимости коэффициента передачи от тока коллектора, а эти свойства транзисторов как раз довольно хорошо моделируются современными симуляторами. Для моделирования использовались схемы, показанные на рисунке 2.

Для начала рассмотрим величину общего коэффициента передачи тока, получившегося у выходного каскада каждой структуры, рисунок 3. Из рисунка хорошо видно, что коэффициент передачи тока очень сильно зависит от выходного тока. И если снижением значения h21 при малых токах можно пренебречь (так как и выходной ток в числителе формулы (2) становится маленьким), то при больших токах снижение коэффициента передачи весьма неприятно. Коэффициенты передачи тока в ВК на составных транзисторах Дарлингтона и двухкаскадном довольно близки, при больших токах они становятся практически равными, и их величина составляет примерно 20000 раз. Этого явно недостаточно, поскольку по формулам (2) и (3) получаем: Iб=0,5 мА; Rвх ВК = 80 кОм. То есть входной ток ВК будет составлять порядка десяти процентов от тока покоя ВК, что заметно повлияет на работу последнего. А входное сопротивление ВК будет самым минимальным из тех сопротивлений, которые входят в формулу (1), следовательно, его влияние на коэффициент усиления КУН наибольшее и нелинейность входного сопротивления ВК заметно увеличит нелинейность КУН.

С трехкаскадной схемой дело обстоит намного лучше. Поскольку его коэффициент передачи при токе десять ампер равен 225000 раз, то Iб

50 мкА; Rвх ВК=900 кОм. Ток баз транзисторов ВК достаточно мал, чтобы не влиять на режим работы транзистора КУН, а входное сопротивление ВК намного больше остальных сопротивлений, входящих в формулу (1), и его влиянием можно пренебречь. По этой причине нелинейность входного сопротивления ВК практически не скажется на работе КУН. Таким образом, трехкаскадный ВК выглядит более предпочтительным.

Однако приведенные выше рассуждения могут оказаться довольно приблизительными. Тем более что в двухкаскадном ВК ток базы транзисторов VT1, VT2 (рис. 2б) определяется не только током, отдаваемым в базы транзисторов VT3, VT4, но и их собственным током покоя. Использование симулятора позволяет определить величины токов и искажений транзисторов непосредственно. Токи баз транзисторов ВК (суммарный входной ток ВК) при синусоидальном входном сигнале для всех типов схем приведены на рисунке 4. Там же показан и график напряжения на входе ВК, чтобы сделать нагляднее нелинейность входного тока.

Графики на рисунке 4 подтверждают сделанные ранее предположения. Двойная амплитуда (пик-пик) входного тока ВК по схеме Дарлингтона и двухкаскадного примерно составляет один миллиампер. Также хорошо видна нелинейность этого тока, проявляющаяся в отличие графика тока от синусоидального графика напряжения. Графики тока несимметричны относительно оси времени и имеют заметную разницу амплитуд для положительной и отрицательной полуволн. Это означает наличие второй, а возможно и других четных гармоник значительной величины. Сами полуволны тока значительно более узкие, чем полуволны синусоиды входного напряжения. Это говорит о наличии значительных нечетных гармоник в спектре. Кроме того, форма тока аналогична форме сигнала при значительных искажениях типа «ступенька», несмотря на довольно большую величину тока покоя выходных транзисторов, равную примерно 200 миллиампер, что также указывает о значительные нелинейные искажения. Искажения типа «ступенька» проявляются несмотря на то, что параметры всех схем подобраны таким образом, чтобы в режиме класса АВ работали только выходные транзисторы ( VT3, VT4 на рис. 2б и VT5, VT6 на рис. 2в). На самом деле это не классические искажения «ступенька», возникающие при работе в режиме класса В, но похожие на них, поэтому для краткости я их буду так называть. Остальные транзисторы схемы в режим отсечки коллекторного тока не входят (т.е. работают в классе А). Это не относится к составным транзисторам Дарлингтона, у которых выходной транзистор открывается и закрывается вместе со своими внутренними элементами. На вид нелинейность двухкаскадного ВК несколько выше, чем у схемы Дарлингтона. Входной ток трехтранзисторной схемы ВК намного меньше, чем у остальных схем, и на первый взгляд более линеен.

О поведении ВК, содержащего три пары транзисторов судить по рисунку 4 сложно – уж очень мала амплитуда входного тока этого каскада. Поэтому тот же график показан на рисунке 5, но у него масштаб по оси тока в десять раз выше. Поведение трехкаскадного ВК также согласуется с приведенными выше рассуждениями. Амплитуда тока в этой схеме в десять раз меньше, чем у ВК с двумя парами транзисторов, а линейность заметно выше – график тока практически совпадает с синусоидой входного напряжения, и «ступенька» практически отсутствует. Следовательно, выходной каскад с тремя парами транзисторов действительно практически не влияет на работу КУН, не снижает его усиления и не повышает его нелинейность.

В заключение давайте рассмотрим непосредственно нелинейные искажения, вносимые выходными каскадами разных типов. Выходной каскад – источник наибольших искажений, поэтому проблема их снижения является важной. Я твердо убежден, что даже при использовании глубокой общей отрицательной обратной связи (ООС), линеаризующей усилитель, необходимо добиваться максимальной линейности изначального усилителя при разомкнутой петле ООС. Прежде чем рассматривать нелинейные искажения, вносимые каждым из выходных каскадов, необходимо вспомнить, что входной сигнал на ВК поступает с выхода КУН, который является высокоомным. Поэтому на рисунке 6 показан коэффициент гармоник каждого из выходных каскадов при различном сопротивлении источника сигнала. Если источник сигнала является источником напряжения, и его внутреннее сопротивление близко к нулю, то искажения трехкаскадного ВК максимальны – сказывается три нелинейных входных характеристики на пути сигнала. Однако при повышении выходного сопротивления источника сигнала искажения выходного каскада начинают определяться нелинейностью его входного тока, и трехкаскадная схема демонстрирует почти вдесятеро лучшую линейность, по сравнению с двумя другими. Именно в таком режиме и работает реальный ВК.

Рисунок 6 показывает искажения непосредственно ВК, но на самом деле влияние выходного каскада на сигнал усилителя является комплексным – он влияет также на режим работы КУН (отбирая у него ток), а значит и на линейность последнего; влияет на усиление и линейность КУН через входное сопротивление ВК, а также имеет собственную нелинейность. Поэтому необходимо оценить также и влияние схемотехники выходного каскада на усилитель в целом. Искажения усилителя в целом при использовании выходных каскадов различных типов показаны на рисунке 7. На рисунке изображены графики зависимости коэффициента гармоник УМЗЧ без общей ООС (чтобы ООС не снижала искажения и не нивелировала различия в типах ВК) от типа выходного каскада на разных частотах. Необходимость учета частоты вызвана тем, что каскад усиления напряжения охвачен местной частотнозависимой ООС (через конденсатор С на рис. 1), которая с ростом частоты снижает его выходное сопротивление. А величина выходного сопротивления КУН сказывается на величине искажений ВК. На низких и средних частотах нелинейные искажения усилителя с выходным каскадом, содержащим три пары транзисторов, почти в десять раз ниже, чем в традиционной двухтранзисторной схеме. На высоких частотах – ниже в полтора-два раза.

Выводы

1. Усилители, оснащенные выходным каскадом различных типов, имеет значительно различающиеся величины нелинейных искажений. Наименьшими искажениями обладает усилитель с выходным каскадом на трех парах транзисторов (рис. 2в). Это подтверждается как исследованием свойств каскадов и особенностей их работы, так и непосредственными измерениями. В настоящее время такой выходной каскад употребляется большей частью в усилителях без общей ООС, как раз из-за его высокой линейности.

2. Наихудшей в плане линейности является схема ВК с двумя парами транзисторов (рис. 2б). Схема, содержащая составные транзисторы Дарлингтона, имеет несколько более высокую линейность. Обратите внимание, что разница между этими каскадами маленькая. А параметры выходных транзисторов разных типов сильно различаются, так что может быть с какими-то транзисторами двухкаскадная схема окажется лучше, чем транзисторы Дарлингтона. Да и симулятор вносит некоторую погрешность в результат, вот только неизвестно, в чью пользу. Так что утверждать наверняка о том, что схема Дарлингтона всегда имеет преимущество перед двухкаскадной, я бы не стал.

3. Соотношения линейностей разных типов выходных каскадов «лучший-средний-худший» сохраняются для всех сторон работы как ВК отдельно, так и совместно с остальными каскадами усилителя. Следовательно, эти свойства закономерны и являются следствиями различий в схемотехнике выходных каскадов, независимо от типов применяемых транзисторов и режимов их работы.

Рекомендации

1. При охвате усилителя глубокой общей ООС, его искажения заметно снижаются. Поэтому разница в применении выходных каскадов различных типов будет мала. Тем более что на средних и особенно низких частотах, где различие линейных свойств ВК наибольшее, глубина ООС максимальна, и в наибольшей степени сглаживает различия в типах ВК. Таким образом, в бюджетных решениях с глубокой общей ООС можно рекомендовать схему на рисунке 2б, как наиболее простую и дешевую. Скорее всего, наиболее широкое применение этой схемы вызвано именно экономическими причинами (она применяется и в дорогих Hi-End усилитлелях — несмотря на заявления производителей о их бесконечной заботе о звуке, на самом деле они заботятся о прибылях, и экономят на всем, в том числе и на транзисторах ВК).

2. Выходной каскад на составных транзисторах Дарлингтона (рис. 2а) обладает чуть лучшей линейностью, чем схема с двумя парами транзисторов. Но при работе в режиме класса АВ в таком каскаде будут наибольшие проблемы, вызванные наличием неуправляемых токов транзистора из-а рассасывания неосновных носителей при его запирании. Это вызывает появление так называемых коммутационных искажений, которые в наибольшей степени проявляются именно в составных транзисторах Дарлингтона. В моем моделировании коммутационные искажения не учитывались. Так что такая схема может быть рекомендована лишь для супербюджетных или очень малогабаритных конструкций.

Источник

Схемотехника выходных каскадов усилителей мощности на транзисторах.

Выходные каскады транзисторных усилителей мощности могут быть реализованы в соответствии с несколькими схемотехническими решениями. Давайте рассмотрим наиболее распространённые из них, а также порассуждаем об основных плюсах и минусах того или иного построения.

1. Выходные каскады на биполярных транзисторах.

Рис.1

Каскад ОЭ-ОК на 3-ёх транзисторах одной структуры (Рис.1, слева), по большому счёту, можно исключить из рассмотрения по причине некоторой его архаичности. Подобная схемотехника выходных каскадов УНЧ применялась достаточно широко, но давно, и имела смысл лишь в условиях полного отсутствия либо дефицита мощных комплементарных транзисторов.
По своим характеристикам и свойствам данный тип выходных каскадов практически полностью аналогичен двухтранзисторному построению ОЭ-ОЭ (Рис.1, 2-ой слева).

Одним из главных преимуществ перед выходным каскадом ОК-ОК является то, что конфигурация ОЭ-ОЭ обладает усилительными свойствами не только по току, но и по напряжению, что снижает требования к предшествующим каскадам усиления и, как следствие, упрощает схемотехнику УМЗЧ. Источники тока в базовых цепях задают коллекторный ток покоя транзисторов. При положительной полуволне входного сигнала в усилении участвует нижний транзистор T2, который приоткрывается и тянет уровень выходного сигнала вниз (к минусу), а верхний транзистор T1 наоборот подзапирается. При отрицательной полуволне сигнала поведение транзисторов обратное.
Легко заметить, что данный выходной каскад (ОЭ-ОЭ) является инвертирующим, а его коэффициент усиления как по току, так и по напряжению определяется исключительно параметрами применяемых транзисторов и сопротивлением нагрузки.

1. Выходные каскады на полевых транзисторах.

Рис.2

Далее измерим коэффициент нелинейных искажений двухтактных каскадов при выходной мощности 25Вт. Получаем следующие результаты:
1. Каскад ОИ-ОИ Кг = 1,3%,
2. Каскад ОС-ОС Кг = 0,9%.

Рис.3

Источник

Выходной каскад

Выходной каскад — двухтактный эмиттерный повторитель.

Выходные каскады обычно потребляют основную часть мощности усилителя, поэтому высокий КПД имеет существенное значение. Это особенно важно для интегральных схем, в которых мощность, рассеиваемая кристаллом, ограничена. Что касается коэффициента нелинейных искажений, то для выходных каскадов он имеет немаловажное значение, поскольку в таких каскадах усиливаемые сигналы максимальны.

Как отмечалось выше, имеется несколько типов режимов работы выходных каскадов.

Класс А характеризуется минимальными нелинейными искажениями и малым КПД. Класс В характеризуется тем, что рабочая точка в режиме покоя расположена на границе квазилинейного участка, которая соответствует запертому состоянию транзистора. Очевидно, что в этом случае усиливаются только положительные полуволны входного сигнала. Поэтому выходное напряжение оказывается существенно несинусоидальным, т.е. содержит большое число гармоник.

Рис. 86. Схемы включения нагрузки в выходные каскады:

а — с непосредственным подключением, б — через резисторно-емкостное устрой­ство, в — с помощью трансформатора и дросселя

Способы подключения нагрузки. По способу подключения нагруз­ки различают выходные каскады с непосредственным включением нагрузки, резисторные, трансформаторные и дроссельные.
^

При непосредственном включении нагрузки в выходную цепь усилительного элемента (рис. 86, а) без выходного устройства уп­рощается схема усилителя, отсутствуют дополнительные потери, а также нелинейные и частотные искажения, которые вносятся вы­ходным устройством. Недостатками непосредственного включения нагрузки являются прохождение через нагрузку постоянной состав­ляющей тока питания и невысокий кпд схемы (около 20 % в тран­зисторах и 10_:% в ламповых схемах усиления).

^ Трансформаторные и дроссельные выходные каскады (рис. 86, в) позволяют получить в нагрузке наибольшую неискаженную мощ­ность. При трансформаторном подключении нагрузки постоянная составляющая выходного тока не проходит через сопротивление на­грузки, поэтому, уменьшается расход потребляемой мощности пи­тания и повышается кпд. Трансформаторный каскад может обес­печить относительно высокий кпд при различных нагрузках.

Схемы выходных каскадов. Выходные каскады могут быть однотактными или двухтактными. Однотактные каскады используются при относительна малых выходных мощностях, двухтактные — при больших. В однотактных схемах транзисторы работают в режиме А, в двухтактных — в режимах А, АВ или В. Наиболее экономичной является двухтактная схема выходного каскада, работающая в ре­жиме В.

Нам важно ваше мнение! Был ли полезен опубликованный материал? Да | Нет

Источник

Усилитель: что мешает звучать правильно? (часть 2) (страница 2)

Сравнивать радиолампы и транзисторы в абстрактных цифрах бессмысленно, транзисторы победят с явным отрывом. Пройдемся по основным узлам и элементам усилителя и посмотрим, что может дать переход на что-то типа радиолампы и почему следует столь неочевидный провал транзисторов. В данном разделе будут участвовать довольно большие модели, поэтому я буду прилагать файлы проектов, можете их исследовать самостоятельно. Формат OrCAD 10.5, используются только комплектные библиотеки.

Хочу специально обратить ваше внимание – в данном разделе будет проводиться анализ и формулироваться выводы, но это лично мои суждения и они могут страдать изрядной долей субъективизма. Не верьте «на слово», проверяйте логику рассуждений и приведенные аргументы самостоятельно.

Повторюсь, сравнивать радиолампы и транзисторы в абстрактных цифрах бессмысленно, транзисторы лучше. Но любому бриллианту нужна оправа, без этого он просто кусок прозрачного стекла. Так и с транзисторами (микросхемами). Пройдемся по ключевым элементам и сравним влияние элементной базы и искусства разработки.

Большинство усилителей низкой частоты строят из последовательного соединения следующих узлов:
1. Устройство сравнения
2. Линейный усилитель ошибки
3. Выходной каскад.

реклама

С точки зрения проблем, основной вред вносит первая и последняя ступень этой цепочки. Но термин «вред», измеренный в коэффициенте гармоник, содержит мало смысла, поскольку кроме абстрактных цифр важны сопутствующие параметры – характер и заметность вносимых искажений, а они сильно рознятся для каждой из трех позиций. Аналогично различаются и способы повышения качества работы этих узлов.

Традиционно, усилитель низкой частоты «начинается» с дифференциального каскада. Он может быть явный, из двух транзисторов, или неявный.

Начнем с традиционного:

Резисторы в эмиттерах чисто номинальные, они пригодятся чуть позже. Считайте, что их просто нет. Подадим сигнал в 25-50-100 мВ и посмотрим на результат.

Схема одна и та же, меняется величина входного сигнала:

Даже на первый взгляд, по картинке хорошо видно, что следует ограничение сигнала. Для соблюдения порядка приведу спектр сигнала на выходе:

реклама

Чем больше величина воздействия на дифференциальный усилитель, тем больше он вносит искажения. Давайте оценим «вредность» этих искажений. Обычно низкий уровень гармоник во всём усилителе достигается за счет общей обратной связи. То есть, если элемент с искажениями находится внутри петли обратной связи, то его «вредностное» действие значительно ослабляется.

В нашем случае дифференциальный каскад является узлом сравнения обратной связи, а поэтому не входит внутрь цепи коррекции и не может быть исправлен обратной связью. Даже хуже, чем глубже обратная связь, тем сильнее проявляются искажения от дифференциального усилителя. Это значит, что в данном тесте «чересчур» не только уровень 50 и 100 мВ, когда следует явное ограничение уровня, но и 25 мВ тоже.

Попробуем иначе, в схеме присутствуют «декоративные» резисторы R3 и R5. Увеличим их до разумного значения. Сопротивление эмиттерного перехода при токе 0.5 мА порядка 50 Ом, значит, есть смысл поставить дополнительный резистор, скажем, 330 Ом.

Спектр выходного сигнала для эмиттерных резисторов R3 = R5 = 330 Ом:

В схеме поменялся коэффициент усиления, поэтому список величин исходного сигнала будет расширен.

Последние два значения выбраны из условия обеспечения примерно такого же выходного напряжения, что и в предыдущем тесте для 50 и 100 мВ.

Добавление резисторов снижает коэффициент усиления дифференциального каскада и немного уменьшает уровень искажений при низком входном сигнале (сравните пик на частоте 5 кГц для графика синего цвета последнего теста и красный предыдущего), но никак не влияет на уровень выходного сигнала. В обоих тестах ограничение наступало при напряжении 3 вольта.

Очевидно, что выходное напряжение здесь не при чём, ограничение вызвано другим элементом или параметром. И этот элемент – источник тока I1, величиной 1 мА. Нагрузочными сопротивлениями дифкаскада являются резисторы R2, R4 номиналом 3.3 кОм, что при токе I1 = 1 мА может обеспечить уровень полезного сигнала не более 3.3 К * 1 мА = 3.3 В, что и произошло.

Ну хорошо, а что будет, если поменять транзисторы на заведомо лучшие, с большим hFE и частотным диапазоном? А ничего, совершенно ничего. Дело в том, что величина управляющего напряжения зависит от эмиттерного сопротивления (Re), которое довольно точно считается по формуле 26 мВ / Ie, где Ie – ток эмиттера. Само максимальное значение управляющего напряжения считается как Re * Ie, где Ie = величине источника тока в эмиттере дифкаскада. Путем приведения сопротивления к напряжению получится, что максимальное управляющее напряжение составляет 26 мВ.

Эти рассуждения были про один транзистор пары, но поскольку их два, то это напряжение надо умножить на два, или 52 мВ. Симулирование схемы показало примерно такой же результат, при управляющем напряжении 50 мВ идут сильные искажения, а при 100 мВ наступает явное ограничение уровня. Почему нет точного совпадения? Все просто, под Ie следует понимать мгновенное значение тока эмиттера, который изменяется очень сильно, в десять и более раз, в пределах величин управляющего сигнала.

Кроме обычного дифференциального каскада на двух транзисторах, узел сравнения может быть выполнен и на одном транзисторе, например, так:

Форма сигнала на выходе:

реклама

При нехватке тока наступает ограничение (насыщение), как и в обычном дифкаскаде, но и есть и отличие – однотранзисторный вариант не сможет отдать ток ниже 0, поэтому следует ограничение снизу, а вот повышать ток выше критического он способен – при положительной полуволне никаких видимых искажений не наблюдается.

Перейдем к анализу спектра:

В отличие от симметричного дифференциального каскада, рассмотренного ранее, в спектре подобного включения наблюдаются четные гармоники – схема обладает явной асимметрией… Но если отброс ить эту мелочь, то результаты совпадают.

Вывод – обычный дифкаскад получил очень узкий рабочий диапазон напряжений. Но, при чём здесь это, если усилитель ошибки и так должен работать только с очень маленьким сигналом – на дифкаскаде усиливается только разностный сигнал, полученный вычитанием напряжением обратной связи из входного сигнала, то есть мизерная величина. К этому вопросу вернемся чуть позже, а пока давайте поговорим о другой, но связанной проблеме – обратной связи.

реклама

Общая обратная связь

При рассмотрении работы схемы часто забывают о задержках в каскадах усилителя. Увы, у транзисторов есть паразитные емкости, да и быстродействие их не бесконечно, даже для такого медленного устройства, как усилитель низкой частоты. Для эмуляции этого дефекта, в схему добавлена задержка 1 мкс, создаваемая двумя RC цепочками на элементах R9-R12 и C2, C3. Кроме того, усилитель должен обладать внутренней частотной коррекцией, для чего добавлен конденсатор С1, ограничивающий частоту единичного усиления цифрой 5 мГц. В качестве входного сигнала применяется прямоугольной формы частотой 4 кГц с затянутыми фронтами по 10 мкс.

Интерес представляет напряжение ошибки, формируемой на входе дифкаскада, между его «+» и «-» входами (на схеме отмечено красным маркером, показывается разностное напряжение).

реклама

В предыдущем разделе было показано, что дифкаскад на двух транзисторах вносит большие искажения в усиливаемый сигнал при его амплитуде порядка 10 мВ, а при 50 – 100 мВ искажения просто недопустимые. Приведенная модель усилителя показывает амплитуду 90 мВ. Это означает, что усилитель будет вносить дикие искажения на нестационарном сигнале.

Что надо сделать для устранения дефекта? Да почти ничего, установить добавочные резисторы в эмиттеры транзисторов дифкаскада, что увеличит рабочий диапазон в несколько раз и исключит ограничение сигнала во входном каскаде. Конечно, это потребует сохранения большего рабочего диапазона и в последующих каскадах, до узла частотной коррекции. Да и самих усилительных каскадов станет больше. Ну а раз деталей больше, то это производителю невыгодно.

Потребителю представляются цифры для стационарного сигнала и в этой, извините, «цифири» между схемными решениями разница мало заметна. К тому же, усилители в интегральном исполнении должны работать в широком диапазоне питающих напряжений и чувствительности усилителя, поэтому ограничение коэффициента усиления входного каскада применяется крайне-крайне редко.

С радиолампами проще, у них довольно низкий коэффициент усиления, поэтому этой проблемы нет в принципе.

реклама

Вообще-то, существует ряд усилителей, в которых пытались уменьшить вред от общей обратной связи, или убрать ее вовсе. Осуществлялось сие использованием местной обратной связи в каждом каскаде, что рассмотрено в данном разделе входного каскада усилителя – резисторы R3 и R5.

Как показали прослушивания, у таких усилителей лучше передача сигнала при заведомо худших технических характеристиках (уровне гармоник). Нюанс в том, что технические характеристики измеряются на стационарном сигнале, чаще всего 1 кГц. Стоит отметить, что отсутствие общей обратной связи, в ряде композиций, отмечалось как негативный момент. Лично мое мнение – улучшение связано не с отсутствием общей обратной связи, а с тем, что каждый элемент усилителя получил большую перегрузочную способность.

По поводу общей обратной связи есть еще одна проблема. Она напрямую не связана с перегрузочной способностью входного каскада, но приводит к тем же неприятным последствиям – в усилителе должна присутствовать частотная коррекция. Для получения малой величины напряжения ошибки во входном каскаде, что крайне желательно с точки зрения минимизации в нем искажений, необходимо обеспечить высокий коэффициент усиления всех каскадов усилителя. Увы, это неизбежно приведет к неустойчивой работе вплоть до самовозбуждения.

Лекарство одно – частотная коррекция, уменьшающая общий коэффициент усиления по мере роста частоты сигнала. Как следствие данной топологии – с повышением частоты сигнала растет уровень сигнала ошибки в дифференциальном усилителе, что увеличивает коэффициент гармоник этого каскада. Кроме того, с повышением частоты падает усиление в цепи, охваченной обратной связью, что уменьшает эффект подавления искажений усилителя.

Применение местной обратной связи снижает коэффициент усиления каскадов, и это уменьшает усиление всего устройства, но из-за требования устойчивости в усилителе должна применяться частотная коррекция. Последняя ограничит усиление на высоких частотах примерно тем же значением, что и без применения местной обратной связи. Как следствие, усилитель только с общей обратной связью лучше передает низкие и средние частоты, но зато у него есть потенциальные проблемы с передачей высоких частот – повышенная вероятность появления интермодуляционных искажений.

реклама

Усилитель с местной обратной связью проигрывает по уровню гармоник редакции с общей обратной связью для низких (и средних) частот.

Источник